基于頻分復(fù)用的多端全雙工無線能量信息同步傳輸方法

　　摘要：多端口無線能量路由器是一種新型電力電子系統(tǒng)，可實(shí)現(xiàn)多源多負(fù)載間的無線能量傳輸。除能量傳輸外，無線能量路由器還應(yīng)具備同步傳輸信息的能力，所傳信息包括源載狀態(tài)、設(shè)備 ID、電氣參數(shù)等。本文面向多端口無線能量路由器，提出了一種全雙工無線能量信息同步傳輸方法，通過建立等效電路模型，分析了不同工作模式下的信息傳輸路徑增益，探討了關(guān)鍵元件參數(shù)對(duì)信息傳輸性能的影響。利用頻分復(fù)用技術(shù)實(shí)現(xiàn)全雙工傳輸時(shí)，針對(duì)某一端口存在多種頻率的信息載波難以解調(diào)的問題，采用分頻阻抗網(wǎng)絡(luò)，通過對(duì)信息載波進(jìn)行預(yù)處理，使其能夠解調(diào)得到來自不同端口的信息。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出方法的有效性。

　　關(guān)鍵詞：多端，無線能量信息同步傳輸，全雙工，頻分復(fù)用，阻抗網(wǎng)絡(luò)

　　雷珂林; 劉福鑫， 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào) 發(fā)表時(shí)間：2021-10-28

　　0 引言

　　在區(qū)域型多負(fù)載設(shè)備無線供電場合，如工業(yè)機(jī)器人群、電動(dòng)汽車、體內(nèi)植入設(shè)備和家用電子等，隨著源和負(fù)載數(shù)量的增多，傳統(tǒng)的“一對(duì)一” 式無線能量傳輸(Wireless Power Transfer, WPT) 技術(shù)已不能滿足系統(tǒng)需求[1-4]。為了解決這一問題，文獻(xiàn)[5]提出了多端口磁諧振式無線能量路由器的概念，它能夠?qū)崿F(xiàn)各個(gè)端口間的能量無線傳輸，滿足多源和多負(fù)載的功率調(diào)配和控制需求。

　　在無線能量路由器實(shí)際應(yīng)用時(shí)，除功率傳輸外，還需要實(shí)現(xiàn)各端口間的信息傳輸，包括源載狀態(tài)、設(shè)備 ID 及其它即時(shí)信息等。這些信息能夠幫助無線能量路由器更好地實(shí)現(xiàn)設(shè)備位置檢測、功率分配及負(fù)載識(shí)別等功能[6-9]。也就是說，實(shí)現(xiàn)無線能量信息同步傳輸 (Simultaneous Wireless Information/Power Transfer, SWIPT)是無線能量路由器的重要特征和功能。

　　現(xiàn)有的 SWIPT 技術(shù)主要可分為兩類，一類包含兩個(gè)或多個(gè)傳輸線圈分別對(duì)能量及信息進(jìn)行傳輸[10-12]，如文獻(xiàn)[10]提出了利用不同的無磁芯線圈傳輸能量和數(shù)據(jù)的方案，并研究了數(shù)據(jù)線圈形狀對(duì)傳輸性能的影響，但這類技術(shù)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜，不易于分析，相關(guān)研究較少;另一類則采用單一線圈結(jié)構(gòu)，能量信息均通過該線圈進(jìn)行傳輸，能夠有效減小裝置尺寸。如文獻(xiàn)[13]提出了一種利用三次諧波實(shí)現(xiàn)信息傳遞的方法，其通過改變基波頻率進(jìn)一步改變?nèi)沃C波頻率，使其偏離信息接收端諧振頻率，通過調(diào)整接收端三次諧波幅值實(shí)現(xiàn)信息傳輸。文獻(xiàn)[14-18]利用附加裝置實(shí)現(xiàn)高頻信息載波的加載與提取，其頻率與功率載波頻率比值一般可達(dá) 10 倍以上，可以有效抑制功率載波高次諧波對(duì)信息傳輸?shù)母蓴_，達(dá)到較高的信息傳遞速率。但上述這些研究大多局限于單源單負(fù)載應(yīng)用場合，無法滿足無線能量路由器中多端口間的能量傳輸和通信需求。

　　為此，本文針對(duì)多端口無線能量路由器，提出一種基于頻分復(fù)用的多端全雙工 SWIPT 方法，系統(tǒng)采用 H 橋單元加等效 LCC 復(fù)合補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)端口間的能量傳輸，利用信息處理電路實(shí)現(xiàn)端口間的信息載波加載與提取。為了分析不同工作模式下的信息傳輸路徑增益，建立了無線能量路由器系統(tǒng)等效模型。在此基礎(chǔ)上，揭示了信息傳輸增益與部分元件參數(shù)的關(guān)系，為關(guān)鍵元件參數(shù)設(shè)計(jì)提供依據(jù)。通過在信息處理電路中加入分頻阻抗網(wǎng)絡(luò)的方式，解決了多端口間信息傳輸時(shí)接收端同時(shí)存在多種頻率信息載波難以解調(diào)的問題。搭建了一臺(tái)三端口無線能量路由器原理樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提出方法的有效性。

　　1 多端無線能量路由器建模與分析

　　1.1 系統(tǒng)原理圖

　　圖 1 給出了含信息處理電路的多端口無線能量路由器原理圖，其中，各端口電路均由兩個(gè)部分組成，即由 H 橋單元和等效 LCC 復(fù)合補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的功率處理電路以及由信息加載提取電路、分頻阻抗網(wǎng)絡(luò)及解調(diào)電路等所構(gòu)成的信息處理電路。功率處理電路實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，信息處理電路實(shí)現(xiàn)信息載波的加載、提取、預(yù)處理與解調(diào)。為了便于分析和設(shè)計(jì)，各端口結(jié)構(gòu)對(duì)稱。

　　圖 1 中等效 LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)與傳統(tǒng) LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)不同之處在于，附加電感 LE2n-1 與諧振電容 Cn 共同組成等效諧振電容 Cequal-n，并滿足以下諧振條件： 1 1 1 1 = p sn p n p sn p equal n p En p equal n p n L L C C L C C ? ?? ??? ? ? ? ? = = ? ???? ? ?? (1) 其中，ωp 為功率載波角頻率。當(dāng)功率處理電路工作在該頻率時(shí)，等效 LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)工作原理與傳統(tǒng) LCC 補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)相同。

　　對(duì)于信息處理電路，其最重要的指標(biāo)是傳輸路徑增益。若傳輸路徑增益過小，則其容易受到功率載波高次諧波及噪聲干擾;而若傳輸路徑增益過大，則又會(huì)對(duì)來自其它端口的信息載波造成影響，使得信息解調(diào)困難。因此有必要對(duì)不同工作模式下的信息傳輸路徑增益進(jìn)行分析，并通過參數(shù)設(shè)計(jì)獲得合適的增益。

　　1.2 信息傳輸路徑增益分析

　　本文以應(yīng)用于電動(dòng)汽車充電的三端口無線能量路由器為研究對(duì)象，分析其信息傳輸路徑增益。根據(jù)汽車無線充電行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)[19]，系統(tǒng)功率載波頻率設(shè)定為 85kHz，由文獻(xiàn)[17]可知，當(dāng)信息載波頻率高于功率載波頻率一個(gè)數(shù)量級(jí)時(shí)，二者干擾程度較小，此時(shí)補(bǔ)償電容 Csn、補(bǔ)償電感 Lsn 并聯(lián)電路阻抗值很小，可與諧振電容 Cn 一樣等效為短路。因此，信息載波頻率應(yīng)為 850kHz 以上。同時(shí)，為實(shí)現(xiàn)不同端口間的全雙工信息傳輸，本文采用頻分復(fù)用技術(shù)，即通過對(duì)多路信息載波采用不同頻率進(jìn)行調(diào)制，達(dá)到多路信號(hào)同時(shí)傳輸?shù)哪康模M(jìn)而實(shí)現(xiàn)全雙工信息傳輸。因此，本文將信息載波頻率設(shè)置在兆赫茲級(jí)別，且各端口采用的信息載波頻率值不同。在此頻率等級(jí)下，簡化后的三端口無線能量路由器等效電路如圖 2 所示。其中，Udn (n=1,2,3)為信息處理電路的端口電壓， REn (n=1,2,3)為附加電阻。當(dāng)其它端口向本端口傳輸信息時(shí)，附加電阻上會(huì)產(chǎn)生對(duì)應(yīng)頻率的接收電壓 Urxn 。 CEn (n=1,2,3) 為附加電容， LEn (n=1,2,……,6)為附加電感，其兩兩之間緊密耦合 ， 完 成 信 息 載 波 的 加 載 與 提 取 功 能 。 MEn (n=1,2,3)為 LE2m 與 LE(2m-1) (m=1,2,3)間的互感值， Ln (n=1,2,3)為線圈電感，Mij (i≠j, i=1,2,3, j=1,2,3) 為 i#端口線圈與 j#端口線圈間互感。

　　在本文研究的三端口無線能量路由器中，2# 和 3#端口作為負(fù)載端，其耦合程度較弱，兩者之間的互感 M23 忽略不計(jì)。按照信息傳輸路徑的不同，信息處理電路可分為“一傳二”及“二傳一” 兩種工作模式，圖 3 給出了信息傳輸模式示意圖。

　　由圖 3 可知，當(dāng)“一傳二”及“二傳一”工作模式協(xié)同工作時(shí)，1#和 2#端口，1#和 3#端口間可實(shí)現(xiàn)信息前向傳輸及反向傳輸，而 2#端口與 3# 端口間的信息全雙工傳輸可通過 1#端口中繼轉(zhuǎn)發(fā)實(shí)現(xiàn)，由此完成三個(gè)端口間的信息全雙工傳輸。信息處理電路中端口電壓 Udn 包含本端口信息發(fā)射電壓 Utxn 及來自其它端口的信息接收電壓 U (m) rxn (m=1,2,3)兩部分。信息傳輸增益 Gij(i≠ j)定義為 j#端口接收到的來自 i#端口的電壓與 i# 端口發(fā)射電壓之比，其表達(dá)式如下：

　　在“一傳二”工作模式下，僅考慮 1#端口頻率分量，則 2#端口及 3#端口折算到 1#端口的等效阻抗 Z2equal 和 Z3equal 如圖 2 中虛線部分所示，其表達(dá)式分別為：

　　由此，圖 2 所示等效電路可進(jìn)一步簡化為圖 4。其中，1#端口信息傳輸?shù)刃ё杩?Z1in 可表示為：

　　圖 4 中，1#端口附加電阻 RE1 不影響信息傳輸路徑增益。假設(shè)信息傳輸過程中沒有功率損耗，則 1#端口信息發(fā)射功率 P1in等于 2#端口附加電阻 RE2 消耗功率 P2out 與 3#端口附加電阻 RE3 消耗功率 P3out之和。由于各端口參數(shù)一致，故 P2out=P3out。信息傳輸增益 G12、G13 可由下列各式計(jì)算所得：

　　圖 5 給出了“一傳二”工作模式下不同數(shù)據(jù)載波頻率信息傳輸增益隨附加電容 CEn 及線圈電感 Ln 變化的曲面圖。可以看出，無論數(shù)據(jù)載波頻率高低，數(shù)據(jù)傳輸增益總存在極大值，如圖中標(biāo)注所示。在極大值附近附加電容值的變化會(huì)引起信息傳輸增益的劇烈變化，線圈自感也會(huì)對(duì)極值點(diǎn)造成一定的影響。

　　在“二傳一”工作模式下，2#端口與 3#端口發(fā)射信息的傳輸路徑增益相同，因此以 2#端口為例分析該工作模式下的信息傳輸路徑增益。此時(shí)信息處理電路簡化等效電路如圖 6 所示。

　　由圖 6 可得從 2#端口(或 3#端口)到 1#端口的傳輸路徑增益 G21(或 G31)表達(dá)式為：

　　進(jìn)一步分析可知，“二傳一”工作模式下的傳輸路徑增益與諧振電容值及線圈自感值有關(guān)。

　　結(jié)合上述分析可知，諧振電容及線圈自感的取值應(yīng)首先使得目標(biāo)信息傳輸增益大小滿足后續(xù)解調(diào)需要。考慮三種頻率下的增益變化范圍，本文設(shè)定各增益應(yīng)滿足如下條件：

　　利用 MATLAB 繪制各端口采用不同頻率時(shí)的數(shù)據(jù)傳輸增益等高線圖，如圖 7 所示。其中，

　　每條等高線上不同諧振電容及線圈自感的組合所對(duì)應(yīng)的增益相同，其增益大小標(biāo)注在等高線旁。兩條相同傳輸路徑的傳輸增益等高線內(nèi)側(cè)區(qū)域傳輸增益大于等高線外側(cè)區(qū)域傳輸增益。因此，滿足式(9)的區(qū)域?yàn)?G12 等高線內(nèi)側(cè)、G21 及 G31 等高線內(nèi)側(cè)的交集區(qū)域。由圖 7 可知，當(dāng)采用不同的頻率分配方案時(shí)，均存在滿足增益要求的附加電容值及線圈自感值，如圖 7(b)中陰影區(qū)域所示。圖 7 中同樣給出了非目標(biāo)傳輸增益 G23 及 G32 等高線，設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)應(yīng)盡量位于兩條相同傳輸路徑的非目標(biāo)傳輸增益等高線外側(cè)區(qū)域。

　　在滿足增益條件的前提下，由于 2#端口及 3# 端口同時(shí)向 1#端口傳輸信息，二者所采用的信息載波頻率應(yīng)存在一定差別以便于解調(diào)。因此，本文設(shè)定 1#端口、2#端口和 3#端口的數(shù)據(jù)載波頻率分別為 1.5MHz、1.8MHz 及 1.4MHz。此外，為了抑制功率載波對(duì)信息處理電路的干擾，附加電容值應(yīng)盡可能小。最終本文設(shè)定附加電容值在 400pF 附近，線圈電感值在 52uH 附近。

　　考慮到實(shí)際應(yīng)用場景中信息載波頻率的多樣性，在上述分析的基礎(chǔ)上，對(duì)三端口相對(duì)載波頻率不同的情況展開分析。定義 2#端口、3#端口與1#端口信息載波頻率之比分別為 α、β，其表達(dá)式如下： 2 3 1 1 , f f f f ? ? = = (10) 由前述分析可知，在一定頻率范圍內(nèi)，2#端口、3#端口信息載波頻率差值應(yīng)盡量大，因此本文設(shè)定 α<1，β>1。同時(shí)定義在給定的 CEn 及 Ln 參數(shù)變化范圍內(nèi)，滿足增益要求的參數(shù)范圍占全部參數(shù)范圍的百分比為有效參數(shù)比 ρ，圖 8 給出了當(dāng) f1=1.5MHz 時(shí) ρ 隨 α、β 變化的曲面圖。可以看出，當(dāng) α 及 β 的值逐漸偏離 1 時(shí)，ρ 的值迅速減小，即當(dāng) f2、f3 距離 f1 越遠(yuǎn)時(shí)，滿足增益要求的參數(shù)越來越少，最終無法設(shè)計(jì)出合適的附加電容及線圈電感值。因此在實(shí)際應(yīng)用中，三端口各自信息載波頻率應(yīng)有所區(qū)分，但相對(duì)頻率差異不宜過大，否則會(huì)對(duì)參數(shù)設(shè)計(jì)造成困難。

　　2 信息處理電路

　　當(dāng)系統(tǒng)處于全雙工傳輸狀態(tài)時(shí)，1#端口信息處理電路端口電壓 Ud1 包含三種頻率分量，即本端口發(fā)射信息載波頻率分量 f1 以及來自 2#和 3# 端口的接收信息載波頻率分量 f2 和 f3。在這種情況下，各種頻率載波混雜，無法僅通過單級(jí)解調(diào)電路進(jìn)行解調(diào)獲取所傳輸信息，因此本文采用多級(jí)信息處理電路，其原理圖如圖 9 所示。按照功能不同，信息處理電路可分為信息加載提取電路、分 頻 阻 抗 網(wǎng) 絡(luò) 及 調(diào) 幅 調(diào) 制 (Amplitude Shift Keying, ASK)解調(diào)電路等多個(gè)部分。其中，分頻阻抗網(wǎng)絡(luò)主要包括回波消除阻抗網(wǎng)絡(luò)及 LC 選頻阻抗網(wǎng)絡(luò)兩部分。

　　信息處理電路各部分作用分別為：信息加載提取電路與線圈電感共同構(gòu)成信息傳輸路徑的主要部分，實(shí)現(xiàn)信息在各端口間的傳輸;回波消除阻抗網(wǎng)絡(luò)的主要作用是消除本端口發(fā)射信息載波對(duì)后續(xù)解調(diào)造成的干擾，其電路如圖 9(a)虛線部分所示;LC 選頻阻抗網(wǎng)絡(luò)則利用并聯(lián)諧振性質(zhì)，區(qū)分不同頻率的接收信息載波，抑制二者之間的互相干擾，其電路如圖 9(b)所示。圖 9(c)為后續(xù)解調(diào)電路，本文采用調(diào)制方式為 ASK。上述各部分電路前后級(jí)聯(lián)，最終分兩路輸出來自不同端口的二進(jìn)制信息。

　　在實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí)，回波消除阻抗網(wǎng)絡(luò)及 LC 選頻阻抗網(wǎng)絡(luò)的參數(shù)對(duì)信息處理效果影響較大，因此對(duì)其進(jìn)行分析。

　　由文獻(xiàn)[20]可知，當(dāng)回波消除阻抗網(wǎng)絡(luò)滿足下列表達(dá)式時(shí)，其 C、D 兩端電壓 Urx1 僅包含來自其它端口的接收電壓分量 U (2) rx1 及 U (3) rx1： 3 1 3 2 equal equal R Z R R Z Z = + + (11) 其中，Zequal 為僅考慮本端口頻率分量情況下的傳輸路徑等效阻抗。

　　此時(shí)，經(jīng)過回波消除阻抗網(wǎng)絡(luò)預(yù)處理后的電壓信號(hào) Urx1 不再受發(fā)射信息載波造成的干擾。將其經(jīng)過運(yùn)算放大器隔離放大后送入 LC 選頻阻抗網(wǎng)絡(luò)。該網(wǎng)絡(luò)由兩并聯(lián) RLC 電路串聯(lián)構(gòu)成，當(dāng)各元件參數(shù)滿足下列諧振條件時(shí)，該網(wǎng)絡(luò)具備選頻能力：

　　其中，為便于設(shè)計(jì)，各選頻電容參數(shù)值相等，即： C C C C p p p p 21 22 31 32 = = = (13) 各 RLC 電路品質(zhì)因數(shù)的表達(dá)式為： 2 3 2 3 2 2 3 3 , p p p p R R Q Q ? ? L L = = (14) 由式(14)可繪制出品質(zhì)因數(shù)與選頻電阻及選頻電感的關(guān)系曲線，如圖 10 所示。

　　品質(zhì)因數(shù) Qn (n=2,3) 越大，選頻性能越好。經(jīng)選頻網(wǎng)絡(luò)處理后所輸出的兩路電壓信號(hào)即為來自不同端口的信息載波，其幅值大小與二進(jìn)制信息一一對(duì)應(yīng)。本文后續(xù)采用包絡(luò)檢波法對(duì)其進(jìn)行解調(diào)，最后經(jīng)過比較器后輸出二進(jìn)制信息。

　　3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

　　為驗(yàn)證上述分析的正確性，搭建了一臺(tái)三端口無線能量路由器樣機(jī)，如圖 11 所示。樣機(jī)關(guān)鍵參數(shù)如表 1 所示。

　　圖 12 給出了“一傳二”工作模式下能量信息同步傳輸時(shí)功率處理電路的電壓波形及其頻譜圖，其中 1#端口為輸入端口，2#及 3#端口為輸出端口。可以看出，此時(shí) 85kHz 功率載波及 1.5MHz 信息載波均通過同一線圈進(jìn)行傳輸。“二傳一”工作模式下電壓波形與“一傳二”模式類似，不再重復(fù)給出。

　　圖 13 給出了“一傳二”工作模式下 2#端口及 3#端口信息處理電路關(guān)鍵波形。圖 13(a)、(b) 中，Ud2 與 Ud3 分別為 2#端口及 3#端口附加電阻電壓，二者所含頻率分量主要為 1.5MHz。Urx2 與 Urx3 則分別為 Ud2 與 Ud3 經(jīng)過回波消除阻抗網(wǎng)絡(luò)后的輸出電壓，其幅值高低與二進(jìn)制信息保持對(duì)應(yīng)關(guān)系。U (1) LC2 及 U (1) LC3 為 2#端口及 3#端口 LC 選頻網(wǎng)絡(luò)輸出電壓信號(hào)，經(jīng)過選頻網(wǎng)絡(luò)處理后幅值高低差異更明顯，有利于后續(xù)解調(diào)。U (1) sig2 與 U (1) sig3 為經(jīng)過解調(diào)后得到的電壓信號(hào)，受比較器壓擺率限制，高低電平轉(zhuǎn)換速度較慢，波形出現(xiàn)一定畸變，但其高低電平仍與 1#端口輸入二進(jìn)制信息保持一致。

　　圖 14 給出了“二傳一”工作模式下 1#端口信息處理電路關(guān)鍵波形。圖 14 (a) 中，Ud1 為 1# 端口附加電阻 RE1 電壓，其主要包括 1.4MHz 和 1.8MHz 頻率分量。Urx1 為 Ud1 經(jīng)過回波消除阻抗網(wǎng)絡(luò)后的輸出電壓。由 LC 選頻網(wǎng)絡(luò)所輸出電壓信號(hào) U (2) LC1 及 U (3) LC1 波形可以看出，其目標(biāo)頻率分量幅值大于非目標(biāo)頻率分量幅值，后續(xù)解調(diào)不會(huì)受非目標(biāo)頻率分量的干擾。U (2) sig1 與 U (3) sig1 為經(jīng)過解調(diào)后得到的電壓信號(hào)，其幅值高低分別與 2#端口與 3#端口輸入的二進(jìn)制信息保持一致，充分驗(yàn)證了本文所提出方法的有效性。兩種工作模式下的數(shù)據(jù)傳輸速率均為 5kbps。

　　4 總結(jié)

　　與單源單負(fù)載系統(tǒng)相比，多端無線能量路由器進(jìn)行能量信息同步傳輸時(shí)工作模式更加多樣，所用信息載波頻率分量更加復(fù)雜，難以利用傳統(tǒng) SWIPT 技術(shù)實(shí)現(xiàn)。為此，本文提出了一種基于頻分復(fù)用的多端 SWIPT 方法，通過建立系統(tǒng)等效電路模型，分析了不同工作模式下的信息傳輸增益，為關(guān)鍵元件參數(shù)設(shè)計(jì)提供了依據(jù)，使不同傳輸路徑增益均能同時(shí)滿足信息解調(diào)需要。相比于傳統(tǒng) SWIPT 技術(shù)，該方法具備更強(qiáng)的頻率分辨能力，能夠區(qū)別來自不同端口的復(fù)雜信息載波，并進(jìn)行相應(yīng)處理以獲得有效信息，滿足多端 SWIPT 需求。最后，通過實(shí)驗(yàn)證明了所提出方法的正確性及有效性。